US7363090B2 Band stop filter employing a capacitor and an inductor tank circuit to enhance MRI compatibility of active implantable medical devices

摘要

• 问题:MRI射频(RF)脉冲场以天线方式耦合进植入导线,沿导线产生感应电流;该电流经导线自身电阻造成IR热损耗,并经远端TIP电极与邻近组织界面按欧姆定律在组织内产生局部发热,可致起搏阈值升高、静脉/喉部消融、心肌穿孔及瘢痕相关心律失常;SAR水平并非发热程度的可靠预测量,同一SAR下不同导线布线/长度实测发热差异显著。
• 方案:在导线一处或多处(优选紧邻远端TIP和/或RING电极)串联电感L与电容C构成的并联谐振腔(146),使其在所选RF频率(1.5T对应64MHz、3T对应128MHz)处谐振呈现高阻抗,近似开路阻断该频率电流;通过提高电感Q(降低电感寄生电阻)、降低电容Q(提高电容ESR)调节整体Q值,兼顾低频生物信号透过与阻带带宽拓宽以覆盖多个MRI频率。
• 效果:书中算例取L=1nH反解得C约6nF——该算例紧接「1.5T系统RF脉冲频率为64MHz」表述,按谐振式反算亦对应约65MHz,故对应64MHz而非128MHz(修正浅抽stub中「C=6nF用于128MHz」的表述);谐振点阻抗仅称「测试表明可实现几百欧姆」量级,未给出具体测量条件;电容介质老化可使谐振频率漂移最高约2.5%。定量温度/组织效应:未公开,仅为电路层面概念与频域分析。
• 形态:原始说明书18项权利要求(独立权利要求1、8);2012-08-28 ex parte reexamination(控制号90/012,189)取消权利要求1、6-8、14-18,权利要求2、9修改后连同从属权利要求3-5、10-13共9项维持有效;可调维度包括电容(约几十pF至万pF级,优选100-4000pF)、电感(1-100nH)、谐振频率(64/128MHz及组合)、电容ESR提升手段(减薄电极/铂电极/开孔缝隙/串联分立电阻/高损耗角正切介质)、集成位置(TIP/RING电极、导线多点分布);另有自谐振线圈替代实施例(多匝线圈以自身匝间寄生电容替代分立电容,在MRI脉冲频率自谐振)。

原理与方案

MRI射频脉冲场由体线圈或头线圈产生,其频率由静态场强决定,遵循

$f_{RF}(\mathrm{MHz})=42.56\times B_0(\mathrm{T})$

其中B0为静态磁场强度(特斯拉)。对1.5T系统fRF约64MHz,对3T系统约128MHz。RF场以天线耦合方式沿植入导线(104)全长感应电流;该电流一方面经导线自身电阻产生IR热损耗,另一方面经远端TIP电极(142)与邻近心肌/神经组织界面按欧姆定律在组织内产生局部发热,可导致起搏阈值升高、静脉/喉部消融、心肌穿孔及瘢痕相关心律失常。文中指出SAR水平并非发热程度的可靠预测量,同一SAR、同一场强下不同导线布线/长度的实测发热存在差异,归因于导线有效长度与RF波长的耦合效率不同,类比蜂窝电话天线与车载AM/FM天线的长度-波长匹配关系。

本专利在导线长度上的一处或多处(优选紧邻远端TIP和/或RING电极)串联一个电感L与电容C的并联谐振腔(146),使其在所选RF频率处发生谐振,呈现高阻抗以近似开路方式阻断该频率电流。谐振频率由

$f_r=\frac{1}{2\pi \sqrt{LC}}$

给出(FIG.12),其中L为电感(亨利)、C为电容(法拉)。书中给出的算例取L=1nH并反解

$C=\frac{1}{(2\pi f_r{)}^{2}L}$

该算例紧接在「1.5T系统RF脉冲频率为64MHz」的表述之后,得C约6nF;代回验证得fr约65MHz,故该L/C组合对应的是64MHz场景而非128MHz。电感刻意限制在1-100nH量级且采用空气绕制(无铁氧体/铁芯),原因有二:静态场会使铁氧体磁畴饱和从而使电感失效,且铁磁材料会在MRI图像中产生显著伪影;为覆盖不同场强的谐振点,电容优先取较大值(百pF至nF级)、电感取较小值,以利用体积效率更高的陶瓷介质电容实现。

对电感自身的匝间寄生电容,专利分场景持两面态度:主实施例(分立L+C)中,因电感值刻意取得很低(1-100nH),判定其并联寄生电容在MRI脉冲频率下可忽略——这是FIG.16集总非理想模型(电感支路L-R_L并联电容支路C-R_C)成立的前提;替代实施例则明确提出可反向利用之——精心设计的多匝线圈可凭足够的匝间寄生电容使线圈自身在预定的MRI脉冲频率自谐振,从而无需分立电容即构成带阻。后者即后续自谐振/多层螺旋路线(如US9468750B2)的原理出处。

带阻滤波器整体品质因数按

$Q=f_r/\Delta f$

定义(FIG.23),其中Δf为3dB插入损耗带宽(高低两个3dB点之差)。设计要求电感Q相对最大化(尽量降低电感寄生串联电阻R_L),电容Q相对最小化(刻意提高电容等效串联电阻ESR),使总Q降为中等水平:低频端(10Hz-1000Hz起搏/感知信号)阻抗主要由电感支路承载(电容支路此时近似开路),故R_L须尽量小以避免衰减生物信号;谐振点两等效开关同时呈现「断开」(FIG.20),阻抗趋于最大;高频端电容支路近似短路,此时电容的高ESR不影响滤波器对低频生物信号的透过性,只用于拓宽阻带,使单一滤波器可同时兼顾64MHz与128MHz等多个MRI频率。提高电容ESR的具体方法包括:减薄电极层厚度、改用较高体电阻率的电极材料(如铂替代银)、在电极层开孔/缝隙/辐条状图案、电极浆料中掺入陶瓷粉以增大电阻率、电容元件串联分立电阻芯片、使用电阻性贴装材料,或选用在目标频率下损耗角正切较高的介质材料。

FIG.22给出一个迭代设计决策树:可先假定一个可实现的电容值(实践范围约几十pF至万pF,优选100-4000pF),据谐振式反解所需电感值,判断该电感在封装尺寸、寄生电阻R_L等约束下是否可实现;若不可行则改从假定电感值出发反解电容值,如此往复直至同时满足Q值、体积、耐压/载流能力等设计约束。滤波器(146)可集成于TIP电极(142)、RING电极(144),或沿导线多点分布放置(如双心室起搏系统的三个远端TIP及RING、SVC电极处均可各置一个146),以应对导线不同区段各自形成的独立感应电流回路(FIG.24-27)。该带阻滤波器与AIMD外壳馈通口处的常规EMI低通滤波器电容协同工作,二者功能互补而非互相替代。

效果与证据

定量数据有限,以电路理论与频域分析为主,无整机温升或SAR实测数据。谐振点阻抗仅给出量级描述——文中称「测试表明可实现几百欧姆」,未给出具体测量条件、样品数或误差范围。FIG.13(理想LC阻抗-频率关系)、FIG.23(不同Q值下插入损耗-频率,曲线162/164/166)均为原理性曲线,未标注具体数值坐标。文中给出的唯一数值化二阶效应是电容介质老化:多数电容介质材料容值每十年漂移1%-5%,可导致谐振频率漂移最高约2.5%,该漂移在高Q设计中会显著劣化阻带性能,构成文中提出「中等Q权衡」(高Q电感+低Q电容)的定量依据之一。温度/组织损伤缓解效果:未公开,仅为概念与电路/频域分析层面的论证。

关联

• 原文(Google Patents):https://patents.google.com/patent/US7363090B2/en
• 危害:hazard-rf-heating