US8989870B2 Tuned energy balanced system for minimizing heating and/or to provide EMI protection of implanted leads in a high power electromagnetic field environment
摘要
- 问题:MRI射频脉冲场在植入导线上感应电动势,经导线的传输线行为在远端电极-组织界面转化为RF电流,幅度过大时引发电极-组织界面欧姆过热,造成起搏俘获阈值升高、丧失俘获或组织烧伤/坏死;说明书特别指出,若仅在远端电极处安装并联谐振LC带阻滤波器将该处阻抗抬升为近开路,导线相当于一段未端接传输线,MRI感应能量在导线内往返反射,会在带阻滤波器近端产生新的温升问题
- 方案:提出调谐能量平衡系统——植入导线(在选定RF频率/频段呈特征阻抗)+能量耗散面(EDS)+能量分流电路,三者构成整体。分流电路由无源网络元件(电容、L-C串联陷波器、低通滤波器等)构成,其阻抗与导线特征阻抗矢量相反,依据最大功率传输定理将导线上感应的高频能量导向EDS(可为AIMD钛壳、独立环电极、导管鞘/手柄等)而非滞留于电极-组织界面;可与远端带阻滤波器协同使用,也可单独使用
- 效果:未公开本发明分流电路系统本身的定量测试结果。说明书援引同一发明人此前对纯带阻滤波器方案的测量数据(温升由30余度降至3度以下)作为背景,并引用第三方文献(Konings et al., 2000,30秒扫描后局部温升最高达74摄氏度)说明问题严重性,均非本发明整机测试数据
- 形态:89条权利要求;分流电路可为单一电容、多元件低通滤波器(L/Pi/T/LL/n元件)或一组及以上L-C串联陷波器(可多组分别谐振于64/128/170/213 MHz等不同MRI频率);EDS可为AIMD钛壳、环电极、桨状电极背面、导管鞘/手柄、独立耗散环,表面可增加翅片、波纹、粗糙化或碳纳米管涂层以增大散热面积;覆盖心脏起搏器、ICD、深部脑刺激器、脊髓刺激器、耳蜗植入体、导管/探针等多类AIMD
原理与方案
失效机理:MRI射频脉冲场沿植入导线产生轴向电动势,经导线的复杂传输线行为在远端电极-组织界面转换为电流;电流幅度过大时在tip/ring电极(138/108,FIG.13-15)处引发欧姆热。说明书援引Shellock会议报告,指出两例深部脑刺激器患者因意外接受MRI导致电极过热,造成神经功能缺损、严重致残。说明书同时指出:若仅在远端电极处安装并联谐振LC带阻滤波器(117,如FIG.15中117a/117b)将该处阻抗抬升至开路,会使导线相当于一段未端接的传输线,MRI感应能量在带阻滤波器与AIMD之间往返反射,继而在带阻滤波器近端导线段产生新的温升,说明书称之为附加问题,故单纯依赖远端阻抗抬升不足以解决问题。
方案机理:本发明在导线与能量耗散面(EDS,161)之间引入能量分流电路(112,通用形式见FIG.61标号206),其阻抗与导线特征阻抗矢量相反,依据Thevenin最大功率传输定理,使感应的高频能量优先流向EDS而非滞留在导线-电极界面。导线在RF频段通常呈感性,记作+jωL;分流电路取容性支路-j/(ωC),二者矢量相消:
式中ω=2πf为MRI脉冲角频率,L为导线在该频率下的等效电感,C为分流电容值。当分流元件取L-C串联陷波器(FIG.6、FIG.45-47)时,谐振频率由
给出(FIG.18、FIG.46),在f_r处感抗X_L=2πf_rL与容抗X_C=1/(2πf_rC)相消,理想(零电阻)串联LC陷波器在谐振点呈短路,将导线RF电流导向EDS。串联陷波器仅在单一频率有效,对多款MRI场强(1.5T/64MHz、3T/128MHz、4T/170MHz、5T/213MHz)需并联多组分别谐振的陷波器(FIG.48/49/52),各陷波器间宜以带阻滤波器隔离以避免相互谐振耦合(说明书表述为最佳做法而非必须)。
分流电路的电阻分量同样需要调谐:据最大功率传输定理,当陷波器串联电阻R(FIG.45标号138/198,由电感绕组电阻及电容ESR构成)等于导线特征电阻时,传向EDS的能量最大;R过低会使3dB带宽过窄、难以量产调谐(R过高则按同一定理推论降低能量转移效率)。说明书并给出纯电阻分流的一阶实例:若植入导线电阻典型值约80欧姆,则在导线与EDS之间接入一只80欧姆电阻即可实现相当程度的调谐能量平衡,将能量移出导线系统。
分流电容值的选取存在数量级矛盾:为使容抗与导线感抗相消(最大化MRI能量转移),电容值通常落在数百皮法量级;而为使壳体入口处的低通滤波器兼顾蜂窝电话、13.56 MHz RFID等宽频EMI衰减,电容值需数千皮法(说明书给出4000-6000 pF量级);另一方面,对于具有感知电路的起搏器/ICD,馈通电容值又需控制在约1000皮法量级,以避免MRI梯度场脉冲的前沿经R-C充电电路直接俘获心脏或使感知放大器误判为心跳。此矛盾促使说明书提出近似判据:分流电路阻抗只需与导线阻抗大致相反、不必精确相消(FIG.91/93),即可将大部分能量导向EDS壳体,同时兼顾更宽的EMI衰减范围。
其他机理要点:能量耗散面(161)需与远端电极保持一定间距d(FIG.28,给出约0.1-10 cm范围),使耗散热量不致传导至电极-组织界面,说明书未给出耗散面积与温升的定量函数关系。分流(112)与阻抗抬升(118/120,可为电感或带阻滤波器)协同时(FIG.7/10/11),在高频等效于将远端电极(108/110)从导线断开(FIG.9所示122点短路),同时保留低频起搏/感知信号通路。耗散面粗糙化以增大散热面积:FIG.67标号214示等离子体或化学蚀刻形成的粗糙表面,FIG.68标号216示碳纳米管/分形涂层,用于在给定几何尺寸下提高有效散热面积、降低单位面积能流密度。废弃导线(abandoned lead)近端亦为高风险点:导线近端加帽绝缘后仍可能在MRI中于远端电极积聚反射能量,说明书建议在近端连接器处同样布置分流电路加EDS(FIG.61标号206,虚线示可沿导线任意位置放置)。
效果与证据
定量数据:无,本发明分流电路系统本身未给出实测或仿真温升/衰减数据。说明书引用的是同一发明人此前对纯带阻滤波器方案的测量结果(温升由30余度降至3度以下)作为背景,以及FIG.43给出的低通滤波器衰减(dB)-频率设计曲线(如单电容元件在64 MHz约12 dB衰减,T型滤波器超过45 dB衰减)——这些是滤波器族的一般设计参考图表,并非针对本发明分流电路整机结构的测试。文中另引用Konings et al.(2000)的第三方实测数据(30秒扫描后局部温升最高达74摄氏度)作为问题背景陈述,与本发明方案本身无关。总体判据:定量数据缺失,仅为电路原理分析(阻抗匹配公式、谐振频率方程),辅以设计参考图表(FIG.43衰减曲线、FIG.52双陷波器阻抗-频率曲线)。
关联
- 原文(Google Patents):https://patents.google.com/patent/US8989870B2/en
- 危害:hazard-rf-heating