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US8761886B2 Controlling effects caused by exposure of an implantable medical device to a disruptive energy field

US8761886B2 Controlling effects caused by exposure of an implantable medical device to a disruptive energy field

摘要

  • 问题:MRI 等干扰电磁场在植入导线上感应能量,能量沿导线传向器件壳后被壳内电气元件反射回导线、朝电极方向传播,在电极近旁组织致热(lead heating),并伴随 RF rectification 与 device heating。
  • 方案:以 IMD 内既有组件的寄生电感(ribbon bonds、导电迹线)与 channel capacitor 的容抗构成谐振网络,谐振点调到干扰频率附近,使网络输入阻抗与导线特性阻抗匹配、反射系数趋零,反射能量低于设定阈值;不反射的能量传入有源电路或由网络耗散,各设阈值上限;可选加集总电感与分立电阻辅助实现。
  • 效果:无实测、无仿真输出数值;仅给一组示例元件值(1.5 nF / 6 nH / 0.8 Ω / 3.3 nF / 1 kΩ)与模型反射系数曲线(FIGS. 6A/6B),[推导] 示例参数谐振约 64 MHz(1.5 T)。
  • 形态:40 项权利要求(独立项 1 系统、21 方法);可调维度:ribbon bond/迹线长宽、channel/feedthrough 电容值、串联集总电感、串/并联分立电阻。

原理与方案

标注:引号内英文 = 专利 raw 原文;[推导] = 由专利参数与电路模型推出、非专利原文的结论;[推断] = 按 RF/工艺常识的判断,专利未述;[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理

MRI 的 RF 场(专利取 42/64/128 MHz,对应 1/1.5/3 T 的 Larmor 频率[1],“42 MHZ, 64 MHz, and 128 MHz correspond to 1 T. 1.5 T. and 3 T MRIs respectively”)在导线导体内感应电流,电磁波沿导线传向器件壳。壳内电气元件对来波构成失配端接,“reflect a Substantial portion of the electromagnetic wave along the lead toward the electrodes”,反射波在电极近旁组织致热(“tissue heating proximate to the electrodes”)。专利把反射能量分两档定义:raw 量为器件界面反射的那一份;composite 量则是场直接感应的朝电极侧行波与器件反射波叠加(“combine (e.g., Superpose)“)后的总和——即便器件端接理想,直接感应分量仍在。

导线致热只是三效应之一(“lead heating, radio frequency (RF) rectification, and/or device heating”)。RF rectification:到达 diode protection array 的高频信号被整流(“the diodes may produce a rectified version of the high-frequency signal that is transferred to active circuitry 86”),非线性器件把 RF 搬成低频分量灌入有源电路[2];device heating:感应能量在壳内网络中耗散致热。

解决机理

反射源于导线-器件界面的阻抗失配:端接阻抗相对导线特性阻抗的偏差决定行波反射[3]。本件的解法是端接匹配——把 IMD 内部网络调成在干扰频率附近谐振,谐振点”the effective input impedance of electrical network 120 matches the effective impedance of a lead”,Z 与 Z₀ 之差大幅缩小,反射系数(公式 (3),raw 仅存编号与变量定义,标准形 Γ=(Z−Z₀)/(Z+Z₀),对应 S11 [推导])“rapidly approach zero”;不反射的能量”either transferred to active circuitry 86 or dissipated by electrical network 120”。方案作用在 IPG 侧的端接而非导线:场对导线的感应量不变,被消掉的是器件反射回导线的那一份。

设计被写成三条阈值约束(FIGS. 7–12 的流程变体):反射能量 < 第一阈值(控 lead heating)、传入有源电路能量 < 第二阈值(控 RF rectification)、网络耗散能量 < 第三阈值(控 device heating);任定两个阈值,组件参数按第三个解。

这条端接哲学与带阻族相反:Greatbatch 族把电极侧做成近开路、故意让能量反射回 IPG 侧再另配 diversion 耗散[4];本件在 IPG 侧把导线匹配端接、让能量进壳被吸收。同受让人的近端有损匹配终端[5]与本件同思路,本件的增量在用既有组件的寄生参数实现、并把三效应统一成阈值设计。

工程实现

物理原理只有”谐振端接匹配使靶频反射趋零”一条;下述网络拓扑与元件均为实现选择。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 3 —(IMD 内部结构:feedthrough assembly 72 经 ribbon bonds 80 接 circuit board 76,板上 channel capacitors 84 与导电迹线 88/90,即寄生参数与谐振网络的物理载体)

FIG. 5 把每个通道建模为:输入节点 132A(接馈通/导线)与 132B(接壳 60),feedthrough capacitance 122 跨输入两端,inductance 124 串联(寄生电感,“any combination of the following components: (1) ribbon bonds 80; (2) conductive traces 88; and/or (3) conductive traces 90”),resistance 126 串联,channel capacitance 128 并接输出端对地,resistance 130 为有源电路负载。寄生与实际的区分按主功能判(寄生电感”incidental to the primary function of the component”)。示例值一组:122 ≈ 1.5 nF、124 ≈ 6 nH、126 = 0.8 Ω、128 = 3.3 nF、130 = 1 kΩ,专利明示”provided for exemplary purposes”。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 5 —(单通道等效网络 120:馈通电容 122、寄生电感 124、电阻 126、通道电容 128、负载 130,匹配设计的电路模型)

调谐方程两条(raw 中两式均 OCR 坍缩仅存编号,按变量定义以标准形 [推导] 重建):式 (1) f_r = 1/(2π√(LC)),L 取 124、C 取 128;式 (2) 把 feedthrough 电容并入,C 取 122 与 128 的串联等效。[推导] 示例值代入式 (2):C_e = 1.5×3.3/(1.5+3.3) ≈ 1.03 nF,配 L = 6 nH 得 f_r ≈ 64 MHz——示例参数组对应的正是 1.5 T 靶频。

旋钮:ribbon bond/迹线的长度与宽度调寄生 L;channel 电容值直选,或取其工艺标准值反推 bond 长度(“standard capacitance values for channel capacitors used in a particular manufacturing process”);串联集总电感”the range of capacitance values may be brought into a range more suitable for implementation”;串/并联分立电阻塑形。“the combined resistance of electrical network 120 controls the Q-factor and/or frequency bandwidth”,R 126 定谐振幅度、L 124 定 Q(FIGS. 6A/6B:以 3-dB 截止频率定带宽,Q = 中心频率/带宽)。每通道各有一个网络,参数可逐通道”selected based on the implanted location (e.g., region of the heart) of the associated electrode”。方案全部落在 IPG 内、对导线无侵入,专利明示适用神经刺激器(“including deep brain stimulators”);但匹配按特定导线特性阻抗配置,换导线即失配 [推断]。

代价与工程取舍

  • 反射—整流—耗散三角:三条阈值分的是同一份感应能量。增大网络有效电阻可多耗散、降 lead heating,且”without causing a prohibitive increase in the amount of RF rectification”;但耗散份额本身就是 device heating,第三阈值给它封顶。
  • 窄带且导线相关:匹配只在谐振贴近靶频时成立,专利自述谐振频率与源频距离越小、反射能量越低;专利亦允许谐振有意偏离源频(“may be offset from the frequency of the electromagnetic energy source”),未述用意与代价 [待确认]。
  • feedthrough 电容的双重身份:它本是 EMI 旁路件(衰减”above approximately 3 MHz”的入壳能量[6]),又经式 (2) 进入谐振条件——EMI 滤波与 MRI 匹配共用同一元件值,两个目标经同一旋钮耦合 [推断]。

效果与证据

全篇无实测、无仿真输出数值、无温升数据;证据停在模型定义层。

  • ① 反射系数曲线(模型示意,无坐标数值):FIGS. 6A/6B 给出网络反射系数-频率曲线:谐振点反射陷落,谐振幅度以峰与两侧稳态反射系数之差(distances 148/150)定义,带宽以 3-dB 截止频率差定义,Q = 中心频率/带宽;曲线未给任何频率或 dB 刻度值。
  • ② 示例参数组(声明值):1.5 nF / 6 nH / 0.8 Ω / 3.3 nF / 1 kΩ(“provided for exemplary purposes”),[推导] 按式 (2) 复算谐振约 64 MHz,与 1.5 T 靶频自洽;除此之外全篇无第二组数值。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIGS. 6A/6B —(模型反射系数曲线:谐振陷落、谐振幅度与 3-dB 带宽/Q 的定义图,全篇唯一的效果图)

严谨性缺口:

  • 零验证:无台架、无仿真结果数值、无温升、无 phantom/体内/临床数据;lead heating 的改善由”反射能量 < 阈值”间接论证,而三个阈值本身全篇未给任何数值,可接受的标尺悬空。
  • 模型边界:导线仅以特性阻抗 Z₀ 入模(“the resistance or characteristic impedance of the lead conductor”),无分布效应、无位置与长度依赖;而导线端接效果与电气长度强相关,同受让人带阻件已观察到端接位置改变远端电流[7],本模型不含这一维。
  • 直接感应分量不在控制内:端接只消器件反射波,场在导线上直接感应的朝电极侧行波不受影响;方案成立隐含”器件反射占可致热份额的大头”这一前提,专利未给占比论证。

关联

  1. larmor-frequency——质子共振频率 f=γB₀,42/64/128 MHz ↔ 1/1.5/3 T 的靶频依据(概念卡)。
  2. rf-gradient-rectification-in-aimd——AIMD 非线性器件把 RF/梯度脉冲整流为低频分量(概念卡),RF rectification 效应的机理。
  3. transmission-line-impedance-discontinuity——端接阻抗相对特性阻抗的偏差决定行波反射(概念卡),匹配端接解法的物理基础。
  4. US9468750B2_Greatbatch——远端带阻 + 近端 diversion 的反射式路线,与本件匹配吸收式端接相反的端接哲学,库内深读卡。
  5. US7912552B2_Medtronic——同受让人的近端有损匹配终端,与本件同思路的库内卡。
  6. feedthrough-capacitor——馈通电容作入壳 EMI 旁路,阻抗随频率 1/(ωC) 下降(概念卡)。
  7. US9999764B2_Medtronic——同受让人带阻 tank 卡,其位置依赖证据(端接位置改变远端电流)为本模型所缺的维度。